In dieser
Schaltungsanordnung wurden bereits ohne besondere
Maßnahmen zum Amplituden- und Phasenabgleich
zwischen 1 und 30 MHz Seitenbandunterdrückungen
von > 40 dB gemessen. Bei 50 MHz waren noch ca
38 dB SBU erreichbar, die nach Optimierung aber
auch die 50-dB-Grenze überschreiten sollten. Es
genügt hier die Optimierung auf der höchsten
Frequenz. Für Sendebetrieb gilt ebenfalls diese
Optimierung, im Gegensatz zu vielen
Soundkartenlösungen. Die Ausgangsleistung betrug
etwa 15 dBm, Kompression setzt bei etwa 20 dBm ein
(12 V Betriebsspannung). Zur Vollaussteuerung ist
am Mikrofonausgang eine Spannung von 10 mVeff
erforderlich. Die Trägerunterdrückung am Ausgang
beträgt lediglich 35 dB, was beim Sendebetrieb
aber nicht stören dürfte. Ursache sind die Daten
des AD831, dessen LO-Unterdrückung in Richtung
ZF-Port nicht höher ist, was in einer Anordnung
als reiner Empfängermischer nicht stört, als
Sendemischer aber ein begrenzendes Datum ergibt.
Die FCC-Forderung in W liegt hierfür bei >34
dB. Möglicherweise kann durch zusätzliche
DC-Beschaltung analog zum NE/SA612 hier noch etwas
gewonnen werden.
Die gezeichneten Bauelemente in den beiden Zweigen
sollten auf < 1% ausgesucht sein, da von ihren
Toleranzen die max erreichbare
Seitenbandunterdrückung abhängt. Ein weiterer
Abgleich auf max. Seitenbandunterdrückung ist dann
durch paralleles Auflöten von hochohmigen
Widerständen auf die Ausgangsbeschaltung des
OP-Amps im AD831 sehr leicht möglich. Insofern ist
auch eine Symmetrie im mechanischen Aufbau nicht
von Nachteil, besonders, wenn 50-MHz-Betrieb
angestrebt wird. Am besten setzt man die Mixer in
Fassungen ein, da so leichter
nachgebessert/ausgewechselt werden kann, wenn die
Verstärkung zweier Mixer-Exemplare untereinander
zu sehr streut. Prinzipbedingt sind durch die
differentielle Nichtlinearität in den Stufen und
speziell das Quantisierungsrauschen der Wandler
(bei DL7IY 24 bit) in der Nähe der
Empfindlichkeitsgrenze nicht die maximalen Werte
erreichbar
Am Antenneneingang sind vom Oszillator-Trägerpaar
nur etwa -75 dBm nachweisbar (bauelementetypisch
für den AD831), was u.U. eigentlich auch einen
Trenn-Vorverstärker überflüssig macht; liegt
dieser Wert doch 60 dB besser als beim
Schaltertyp.
Zusammen mit dem mit 700 MHz getakteten DDS
(Funkamateur 2/2008) ist so ein PC-loser
Software-KW-TRX auf der Basis des DSP-TRX1
(Funkamateur 5/2007) von 1,8...30 MHz und mit
evtl. kleinen Einschränkungen auch 50 MHz
realisierbar. Führt man die I- und Q-Ausgänge
zusätzlich heraus, so kann ein externer PC die
Bandbelegung um den Träger herum komfortabel
anzeigen.
Unter Linux sind die Programme 'quisk' für Amateurfunkanwendungen und das
mit sehr mächtigen Analyse-Features glänzende 'Linrad'(auch für Win©XX
verfügbar) empfehlenswert. Das Programmsystem 'dttsp' ist beim Verfasser
hier noch nicht erfolgreich gewesen, was aber eher am dafür benötigten
'jack' liegt und am Verfasser). Linux' X-Window als graphisches
Betriebsystem bietet sich besonders dann an, wenn auf einem Rechner das
Programm läuft, die Darstellung auf einem anderen Rechner im Netzwerk,
also auch Internet-weit bei abgesetztem Betrieb, ausgegeben werden soll.
Die Lizensierungsproblematik (auch eine Finanzierungsproblematik der
Hersteller) bei USB zeigt sich drastisch bei der unter Windows© häufig
benutzten EMU0202-Karte. Für Linux ist kein Treiber für USB 2.0 verfügbar,
so dass sie nur mit max. 44100 kSps betrieben werden kann Der Einsatz in
virtuellen Win©-Maschinen unter Linux scheitert ebenfalls an dieser Hürde,
z.B. bei VMWare©. Der Versuch, einen 'langsamen USB1.1'-Laptop mit Hilfe
einer PCMCIA-Einsteckkarte mit USB2.0-Ports aufzurüsten, scheiterte am
Stromverbrauch der EMU0202, die keine externe Versorgung hat.
Hier folgt eine Chronik der dazu gemachten
Hardware-Erfahrungen, analog-konventionell zuerst, dann am Ende unten
analoge Schalter und Zubehör...
Eigene Versuche begannen 2003 mit sehr konventionellen
Lösungsansätzen auch aus Gründen der Zeitökonomie, wenn man vorhandene
Baugruppen mal neu arrangiert, um neue Konzepte zu erproben und zu
vergleichen. Dabei kam das PC-lose eigenständige NF-DSP-Konzept
'RX2-c' von Detlef, DL7IY gerade recht, eingesetzt als NF-ZF-Teil nach einem
konventionellen Doppel-Frontend mit zwei Gilbert-Zellen-Mischern.
Ein
I-Q-Mixer
mit 2 symmetrischen Plessey-Oldtimern zum Anschluss an den RX-2c von DL7IY
(s. Funkamateur [2002] H.9, S. 924 ff). Der Nachweis von CW-Signalen ist bis
-130 dBm in SSB-Bandbreite möglich. Die 6440 erreichen einen IP3 von 20 dBm
sicher, benötigen aber mit je 40 mA relativ viel Versorgungsleistung. Das
Fischer-Hybrid mit Tr2 ist im Bereich von 1 bis etwa 15 MHz verwendbar. Sein
Amplitudengang beträgt dabei etwa -4 dB. Einstufig ist der Phasengang nicht
ausreichend genau. Der RX-2c wurde um Schutzschaltungen ergänzt, um die
Überlebenschancen der A/D-C-Eingänge im rauhen Laborbetrieb zu erhöhen.Um
die Ansprüche an die Seitenbandunterdrückung zu erfuellen, die man von
Quarzfiltern gewoehnt ist, ist jedoch der Einsatz eines echten I-Q-VFOs
erforderlich. Die Versuche, einen Breitband-Empfänger unter Verwendung des
ELV-DDS-VFOs zu bauen, scheiterten letzten Endes auch an der großen Anzahl
der umzuschaltenden Hybride. Unter 5 MHz wurde daher mit einer
Flipflop-Teilerkette in bekannter Art das 90°-Signal für die beiden
Oszillatoreingänge erzeugt. Leider stimmt dann die Frequenzanzeige nicht,
man muss dann bei Frequenzwechsel ggf. den VFO umprogrammieren.
Horst, DJ6EV, hatte dankenswerterweise noch auf einen Designfehler in meinem
Hybrid hingewiesen: Im gesamten Arbeitsbreich muss die Induktivität des
Schwingkreises konstant sein. Dies war bei dem verwendeten Ferrits wegen
dessen u" nicht gegeben. Nach Ersatz durch einen geeigneten Ringkern
funktionierte dann alles wesentlich besser. Inzwischen(2007) hat der
Fortschritt bei den DDS z.B. mit dem AD9912 diese Überlegungen natürlich
völlig relativiert (das Bessere ist immer des Guten Feind) und man darf auf
Weiterentwicklungen gespannt sein... Problematisch war auch das Fehlen eines
Roofing-Filters, da über 50 dB Seitenbandunterdrückung im Bereich um 200 kHz
um die Empfangsfrequenz (Preselector-BAndbreite) im praktischen Betrieb auf
40 m einfach zu wenig ist.
Simulation des Hybrids
(rot die Phasen, grün der Eingang).
Zur Herstellung des Transformators
wurden CuL-Drähte mit 0,2 mm Durchmesser mit etwa 1...2 Schlag/cm
verdrillt und durch den Doppellochkern gezogen. Es ist ein hoher
Koppelfaktor erforderlich, sonst fallen die Phasendreheigenschaften
schnell ab. Die Simulation mit K=0.98 bestätigt die Ergebnisse der Messung
am Netzwerkanalysator TR4172. Kerndaten ca 10x10x5 mm, Al 380 nH/w^^2,
Ferrit mit Q=60 bei 1 MHz, Q=10 bei 10 MHz, Q=1,2 bei 30MHz.
In praxi ist allerdings eine 90 º-Phasendrehung nur einstufig schwer zu
realisieren. Auch die Beurteilung am Analysator stößt schnell an Grenzen.
Professionelle Loesungen verwenden 2 Stufen, um über einen größeren
Frequenzbereich konstante Phasendrehung zu erzielen. Bei
SSB-I-Q-Anwendungen ist die Seitenbandunterdrueckung schon bei 1 º
Abweichung von 90 º nur noch 40 dB. Insoweit ist diese Schaltung für
grosse Bereiche ein ziemlicher Kompromiss und im Sendefall problematisch.
Innerhalb eines Amateurbandes hingegen laesst es sich arbeiten. Zum
Fehlerbetrag gibt es eine Graphik von Detlef, DL7IY in seinem Artikel
"Direktmisch-Transceiver mit digitaler Signalverarbeitung"
(Funkamateur[2000]H.3,S.302).
Home
Über Schalter als Mischer und ihre Gemeinsamkeiten
Schalter, ob es nun Halbleiterkanäle in gesteuerten FETs oder gepumpten
Dioden sind, sind prinzipiell Modulatoren, die über ihren variablen
Innenwiderstand funktionieren. Im Angelsächsischen ist der Begriff
"resistive mixer" eingeführt. Andere Prinzipien arbeiten im Gegensatz hierzu
mit Kennlinienverschiebung/Drehung (vgl. multiplikative Mischung in Röhren
oder Dual-Gate-FETS).
Der praktische Nachrichtentechniker bezeichnet - etwas ungenau - alles als
Mischschaltung, was ihm aus zwei Eingangsfrequenzen deren Summe oder
Differenz liefert. Eine Anordnung, die genau nur das macht, ist der
Multiplizierer. In der Analogtechnik wird das in der Literatur schön
behandelt (Tietze-Schenk, Seifart, Horowitz et al.). Für den hochfrequenten
Bereich bis 100 MHz gibt es aber mit dem AD835 von AD inzwischen auch ein
interessantes und bezahlbares Bauelement im user-freundlichen DIP8-Gehäuse.
Bei unseren Frequenzen haben sich bisher bauelementebedingt andere Techniken
durchgesetzt, viele davon sind Anordnungen, wo mit Rechtecken multipliziert
wird, was man sich so vorstellen kann, als würde ein Schalter mit dieser
Frequenz betätigt. Eine Rechteckfolge enthält bekanntlich Oberwellen,
dementsprechend finden sich am Ausgang einer solchen Schaltung auch deren
Komponenten wieder. Den Praktiker stört das nicht, er filtert sich das
heraus, was er benötigt. Allerdings muss man auch den Eingang einer solchen
Schaltung gut filtern, denn die Oberwellen des Oszillator-Rechtecks mischen
sich auch mit entsprechenden anderen Sendern und erzeugen die gleiche
ZF-Lage. Meist taktet man mit dem Rechteck im Verhältnis 1:1, so dass die
dabei stark vertretenen ungeraden Komponenten 3*f, 5*f usw. am stärksten
stören. Im 160-m-Band hört man dann beim Direktmischer die Rundfunksender um
5...6 MHz, auf 80 m die im 9,5-MHz-Band. Der Preselector muss da sehr gut
funktionieren, um diese sehr viel stärkeren Signale zu unterdrücken. Ist das
Tastverhältnis <> 1:1, kommen schwächer auch noch die geraden
Harmonischen störend dazu.
An dieser Stelle ein kleiner gedanklicher Exkurs: Was ist die
einfachste Schaltung eines Superhetempfängers mit Schaltermischer für z.B.
die AM-Mittelwellensender? -- Es ist der gute alte Detektor, ein mit der
Senderfrequenz getasteter Diodengleichrichter, die Modulation bringt
praktischerweise das Sample- oder Schaltsignal für den Empfänger-Mischer ( =
Demodulator) gleich mit. Eine, z.B. die positive Halbwelle der
Senderfrequenz schaltet das Signal durch, in der negativen sperrt sie. Ein
Tiefpass im Ausgang lässt in der Hüllkurve die NF übrig, die HF und ihre
Oberwellen werden abgeschwächt bis unterdrückt.
(Ich hatte das mal dem 'Funkamateur' als Preisfrage des Monats April
vorgeschlagen, aber das erschien der Redaktion dann wohl doch etwas zu
hintersinnig). So gesehen ist der 0-v-0 ein Einfachsuper, der Einfachsuper
ein Doppelsuper, nee, das geht zu weit, oder? Für AM gilt es immer, bei
SSB wird es aber mit Audion kurz nach Schwingungseinsatz auch korrekt
funktionieren. Home
Historische Randbemerkung: Das Prinzip mit dem 90°-Versatz folgt der
US-Patentanmeldung 6230000 von Dan Tayloe, obwohl nach JA2KAI schon 1987
eine ähnliche Schaltung von ihm als Merrygo-Detektor (von merry-go-round =
Karussell) veröffentlicht wurde. Trotz aller propagierten IP3-Werte hat
dieser Mischertyp bis dato in konventionellen handelsüblichen und
professionellen Geräten kaum Eingang gefunden.
.
Ein quick&dirty-Schalter'mischer' für I/Q-Demodulatoren
(besser: -Sampler) für SDR, s. auch meinen Beitrag in/zu Klaus',DM2CQLs
Artikel im 'Funkamateur' 8/06. Hier die Version vom Feb.08 gegenüber dem
Artikel mit dem 74VHC4066 mit dem zwar besseren, aber bei höheren
Frequenzen als 10 MHz immer noch nicht ausreichenden FST3125 (Schaltzeiten
~5 ns ohne die der Ansteuerlogik, R_on ~7 Ohm bei 64 mA Kanalstrom
{Großsignalwert, differentiell zu sehen, nicht mit dem DC-Wert identisch},
HF-mäßig bei < -10 dBm ist nämlich mehr als 20 Ohm zu messen, dies
entspricht auch dem Datenblatt bei genauerer Betrachtung. Derzeit (Aug.09,
3 Jahre später) bemerken die ersten wirklichen Nachbauer und Nachmesser
auch langsam, dass sich die papiernen Ziele wohl doch nicht in der Praxis
realisieren lassen. Geringe Kanalwiderstände sind mit großen Kanallängen
verbunden, dadurch entstehen auch parasitäre Kapazitäten, die im
HF-Bereich sehr stören, was dazu führen kann, dass die obere
Frequenzgrenze schneller durch kapazitive Streuung als durch die
Schaltzeit begrenzt wird.
Anpassung
an das Z eines Preselectors oder Bandpasses wäre hier noch zusätzlich
vorzusehen. (NB: Diese I/Q-Schaltung erfordert als Schaltfrequenz die 4fache
Eingangsfrequenz für den Fall der ZF = 0). Unkommentiert will ich lassen,
dass a.a.O. seit Jahren unverdrossen behauptet wird, dass selbst ein
74HC4066 alles das und noch viel mehr leisten könnte und 74HCxxxx-Logik auf
dem Papier oder in der Web-Space wird bei 200 MHz getaktet, weil das Prinzip
angeblich so unverändert mit hervorragenden Werten auch bei 50 MHz
Empfangsfrequenz funktioniere (eine Quelle berichtet dabei über Einsatz
eines HC4066 bei Mischung von 150 MHz herab auf 80 MHz). Glücklicherweise
werden die Flip-Flops langsam schneller und erreichen mit ihren 'typischen
Daten' 200-MHz-Toggle-Frequenz. Für einen professionellen Nachbau, und seien
es auch nur Bausätze, darf man nur die Garantiedaten verwenden; da reicht es
knapp. Mit dem Prinzip Hoffnung sollte man keine Geschäfte anfangen.
Niederohmigere Schalter existieren inzwischen natürlich auch, haben meist
aber noch höhere parasitäre Kapazitäten, schlechtere Trennung und dadurch
bedingt noch stärkere Störstrahlung. Auch bei höheren Frequenzen dürfte sich
da Mischung einstellen, da der Kanalwiderstand sich natürlich schon im Takte
der Ansteuerfrequenz ändert, aber der Frequenzgang wird nach oben hin doch
sehr schnell abfallend. Daher schlage ich als deutschen Terminus für solche
Anordnungen den Begriff 'Widerstandsmodulationsmischer' vor. Als Front-End
für einen Empfänger dürfte das nur schwerlich geeignet sein, für Messtechnik
überhaupt nicht.
Misst man stellvertretend für diese Mischerkonfigurationen einmal die
pinkompatible IC-Reihe CD4016/CD4066/74VHC4066/MAX4614 mit ihren
charakteristischen Schaltzeiten und Bahnwiderständen, sieht man sofort die
Problematik im Frequenzgang beim Ausgangspegel der Mischer im NF-Gebiet: Bei
einem Eingangspegel von -50 dBm, einem näherungsweise idealen (da in seinen
Schaltzeiten wesentlich niedriger liegend als die Probanden) Taktgenerator
(GAL, wie unten beschrieben und 20-dB-Nachverstärkund) ergaben sich bei 5
MHz am Eingang noch -45/-55/-60/-60 dBm Ausgangspegel, bei 10 MHz
-45/-50/-60/-62 dBm und bei 30 MHz -15/-30/-52/-60 dBm.
Die Teilung durch 4 und die Decodierung wird nach einem Vorschlag von I0CG
in einem schnellen FPGA (t_del ca. 5 ns) vom Typ GAL16V8D realisiert (bei
SEGOR verfüg- und programmierbar). Das FPGA ist bis etwa 200 MHz taktbar;
Messungen bei 50 MHz liegen auf der Webseite von I0CG vor. An den Ausgängen
Q0 und Q1 stehen zwei um 90° verschobene Rechtecke mit 50% Tastverhältnis
und logischem Hub zur Ansteuerung konventioneller Mischer (z.B. AD831, dann
Trennkondensatoren und Dämpfungsglieder notwendig) zur Verfügung. Der über
24-Bit-Soundkarte 'abgelesene' IP3 liegt bei +20...+25dBm. (man 'misst' ja
die Verstärker und die ADCs der Soundkarte mit). Allerdings ist das dabei
entstehende Spektrum sehr deutungsbedürftig, weil es z.T. sehr viel stärkere
zusätzliche Linien enthält. Andere Quellen geben für dieses Prinzip
Möglichkeiten zwischen +40 und +57 dBm (also 10 bis ca. 500 W) je nach
verwendetem Schalter und Messverfahren an ('H-Mode-Mixer').
Aktuell Ende 2009 ist im FUNKAMATEUR 11/09 unter dem
Titel FA-SDR-TRX von Harald Arnold, DL2EWN,
ein Konzept unter Verwendung des 74VLVC4066 erschienen. Dieses IC hat
erneut geringere Schaltzeiten (bei ca.-Kanalwiderständen der VHC- bzw
4616-Versionen) und wird in einer Anordnung getaktet, bei der die
Einschaltphase 180° beträgt, so dass die Zeiten nur etwa den halben
Einfluss gegenüber einer 90°-Lösung haben. Durch Transformator-Kopplung
der Mischerkaskade und eine Vorstufe mit s12=18dB Rückwärtsdämpfung wird
die Störstrahlung an der Antenne weiter reduziert. Die Kanalwiderstände
beeinflussen die Mischdämpfung, ihre Schwankungen die Phasenfehler. In der
Schaltung werden deren Variationen durch Vorwiderstände reduziert bzw.
begrenzt.
In diesem Zusammenhang erscheint ein Blick auf die Eingangsanpassung
dieses Mischers in Abhängigkeit verschiedener Schaltkreis-Typen in der
4066-Sockelbeschaltung interessant. Der Sweep in den Bildern läuft von 2
bis 50 MHz im Uhrzeigersinn auf den Ortskurven, wobei man jeweils bei 30
MHz eine Markierung erkennen kann. 50-MHz-Betrieb ist so abschätzbar, wird
aber im Konzept durch Oberwellenmischung des LO realisiert, ebenso wie für
144 MHz dort vorgeschlagen: Bei einem Tastverhältnis von exakt 1:1 werden
durch das Abtasttheorem Sinale gerader Vielfacher der Schalterfrequenz
unterdrückt, ungerader Vielfacher demoduliert, aber nur abgeschwächt, weil
die Anzahl der demodulierten Halbperioden minus 1 sich im Erebnis aufheben
und nur eine zur Demodulation beiträgt. Bei der 5. Harmonischen werden
z.B. 3 positive und 2 negative Halbperioden summiert, sodass nur 1
Halbperiode zum Ergebnis beiträgt..
Man erkennt deutlich die Hochohmigkeit der frühen Ausführungen und ihre
starke kapazitive Belastung des Eingangs-Z, besonders gut an der ersten
Aufnahme mit leerer Fassung zu erkennen. Die Mischdämpfung ist natürlich
eine (umgekehrt) direkte Funktion des Kanalwiderstandes. Dieser äußert
sich wiederum in der Anpassung und ist bei 4616 und dem C am besten
gelungen. Die Auswahl dürfte dann nur noch bei den Schaltzeiten zugunsten
des LVC ausgefallen sein.
Wegen des Trennverstärker-ICs (13 dB bei OIP3 von 33 dBm) ist der
Eingangs-IP3 mit etwa 20 dBm zu erwarten, erhöht um die Dämpfung des
Preselectors nach DL7AV. Die Schaltermischer erreichen diesen Wert
ebenfalls, so dass danach nur die NF-Verstärker und die Nichtlinearitäten
der Wandler und des Timing-Jitters der Soundkarte eine Rolle spielen.
Zur Bestimmung der Rauscheigenschaften ist außer den Verstärker-Daten
auch die Kenntnis der Mischerdämpfung notwendig, die stark baustein- und
frequenzabhängig ist. Im Prinzip handelt es sich wegen des Transformators
um einen Vollweggleichrichter mit ungleichen Lasten, da die
Verstärkerschaltung einmal niederohmig (100 Ohm) auf den virtuellen
Nullpunkt des Nachverstärkers arbeitet, andereseits auf rund 1,1 kOhm
(nichtinvertierender Eingang). Zur Bestimmung genügt es vorerst, außer der
HF-Amplitude den NF-Wert an den Sample-Kondensatoren, mit einem
Zweikanal-Oszilloskop mit invertierendem 2. Kanal zur Anzeige des ersten
addiert, abzulesen und zur HF ins Verhältnis zu setzen.
Die OP-Amp-Treiberstufen, die dieses symmetrische Signal dann wieder unter
Verstärkung auf unsymmetrisch zurückwandeln, sind bis auf einen konstanten
Faktor nicht weiter zu berücksichtigen; lediglich ihr zusätzliches
NF-Rauschen und ihr Interzept-Punkt fließen in die Systembetrachtung ein.
Um überhaupt eine - mit z.B. einem Schottky-Ringmischer vergleichbare -
Einfügedämpfung angeben zu können, müsste man also am Ausgang die Leistung
wieder auf den Systemwiderstand, also 50 Ohm, zurückrechnen.
Messungen mit Exemplaren aus dem eigenen Bestand sind in der folgenden
Tabelle zusammengefasst. Sie unterstreichen die Eignung des 74LVC4066 als
derzeit optimaler Wahl.
Interessant in diesem Zusammenhang ist das gute Verhalten des Uralt-Typs
CD4016CN. Er gehört zu den frühen ungebufferten Typen mit geringem Fan-Out.
Die später bei den CMOS-Familien mit leistungsfähigen Ausgangs-Buffern
(Fan-out zum Treiben von TTL) eingesetzten B-Typen sind allgemein langsamer
und für diese Zwecke ungeeignet, wie man gut erkennen kann. Hier sind also
'modernere' Bausteine u.U. eher nachteilig. Angesichts der vielen
Autorenmeinungen liegt es nahe, zu vermuten, dass oft nicht ausgiebig vor
Veröffentlichung getestet wurde.
Die Prolematik der Kanaleigenschaften stellt sich (im Beispiel-Bild für
einen Demodulator-Zweig unten rechts) wie folgt dar: Die parasitären
Kapazitäten C1 und C3 erzeugen zusammen mit den Linearisierungswiderständen
R1 und R2 zu hohen Frequenzen hin einen gewissen Gain-Abfall. C2 und C4 kann
man hingegen den Sample-Kondensatoren C7 und C8 zuschlagen. Denkt man sich
die Kanaleigenschaften in den Widerständen R_channel konzentriert, so fällt
auf, dass in den Datenblättern meist sehr günstige - differentiell gemessene
- Werte bei hohen Kanalströmen genannt werden, die aber in der Schaltung
nicht erreicht werden, da die Differenzspannung an den Kanälen zwischen
U_Bias und U(C_sample) meist Nahe Null sein wird. Die
Linearisierungswiderstände fangen hier Schwankungen bei der HF-Anpassung ab,
tragen aber zusammen mit den Kanalwiderständen auch zu höheren
Mischverlusten und damit direkt zur Rauschzahl bei. Die Bestimmung der
effektiven Kanalverhältnisse erfolgt daher sinnvollerweise wie oben durch
Messung des s11 am Eingang und Rückrechnung.
Die Rauschquellen des OPAmps A1 im Nachverstärker (Bild) haben folgenden
Einfluss: Einem OP-Verstärker ordnet man die inneren Rauschquellen so zu,
dass man sie sich in einer frequenzabhängigen Rausch-Spannungsquelle
U_r(OP,f) und zwei in den Eingängen angenommen Rausch-Stromquellen I_r(OP,f)
konzentriert denkt. Die Rauschströme bewirken in den Bauelementen der
Außenbeschaltung Rauschspannungen, die mit verstärkt am Ausgang erscheinen.
Ebenso rauschen die R-Bauelemente, die daher mit in ihren Rauschwerten
U_r(Wert) miteinfließen. Bei der Berechnung ist die Bandbreite zu
berücksichtigen, um aus den physikalischen Konstanten auf die effektiv
entstehenden Rausschspanngen am Ausgang zu kommen.
Bei der Auswahl der OP-Amps ist nach deren Frequenz-Eigenschaften also die
Eingangsschaltung zu bemessen, so dass der Entwickler hier auch nicht
wahlfrei agieren kann. Mit in das Rauschen gehen besonders die
Kanalwiderstände der Schalter ein. Hier wiederholt sich die oben
beschriebene Problematik wegen ihrer gemessenen oder errechneten Werte. Der
Kanalwiderstand ist Halbleitermaterial und daher u.U nicht allein über die
Eigenschaften von metallischen Leitern zu errechnen. Der Ansatz des
differentiell bestimmten Wertes ist ebenfalls problematisch, wenn er auch
für Marketingzwecke durchaus Vorteile hat. Abhilfe würden hier nur Modelle
in einer Simulation bringen. (Anm.: Nicht jeder errechnete
'quasi-ohmsche' Widerstand rauscht mit seinem Wert; man denke an den aus
rein reaktiven Werten einer Leitung definierten Wellenwiderstand oder an den
Strahlungswiderstand einer Antenne).
Die Berechnung in Abhängigkeit von der Frequenz lässt sich am einfachsten in
einer Tabellenkalkulation bewerkstelligen, wie der Vergleich des NE5534A
(einen schon etwas älteren, aber hier sehr geeigneten Bausteins) mit einem
typischen neueren CMOS-Verstärker (z.B. OPA2350) zeigt. Für die Bandbreite
wurde SSB mit 2,5 kHz zugrundegelegt, so dass die Werte mit dem Faktor
(wegen sqr(B[Hz]) mit sqr(2500) = 50 in der Berechnung erscheinen. Bei der
Spektrums-Darstellung in SDR-Programmen ist zu berücksichtigen, dass es sich
bei den Spannungswerten um Quasi-Effektivwerte handelt; deren zeitlicher
Verlauf ist bekanntlich so, dass 70% ihrer Werte dem Effektivwert
entsprechen. In der Ersatzschaltung sind U_r(OP,f) bzw. I_r(OP,f) die
frequenzabhängigen Beiträge der Ops gemäß Herstellerangaben; U_r() die
Eigen-Rauschbeiträge der ohmschen Komponenten-Werte in R13...R20, sofern
betroffen.
Zeitlich liegen diese Zustände in je 50% der Schaltperiode vor. Das
Rauschen des Kanalwiderstandes wird hier übergangen, zumal er klein gegen
die 180 Ohm angenommen wird. Im Falle des leitenden Kanales ist die
Rauschspannung der 1-kOhm-Widerstände durch die Belastung mit
Vorwiderstand (100 + 82) Ohm in Spannungsteilung entsprechend reduziert
addiert. In Zeile 23 wird der quadratische Mittelwert als Endergebnis
angegeben. Er erscheint dann mit der Verstärkung von A1 (hier ca. 20 dB)
am Ausgang
In der Schaltungsanordnung können Verstärker mit fast verschwindenden
Eingangsrauschströmen Vorteile also nicht geltend machen, da wegen der
niederohmigen Auslegung der relativ hohe Rauschstrom des NE5534A nur wenig
Rauschbeitrag liefert. Anderseits ist der Anteil der Rauschstörspannung
beim NE5534 gerade im niederfrequenten Bereich bis 1 kHz (er ist bereits
für 30 Hz spezifiziert) sehr gering. Gleiches gilt für den OPA27. Bessere
Typen wie z.B. der AD797 sind preislich unattraktiv. CMOS-Verstärker haben
meist unterhalb 10 kHz stark ansteigendes Eingangsspannungsrauschen. Die
Grafik zeigt die beiden Typen aus der Tabelle im Vergleich.
An dieser Stelle wurde der reine Schaltermischer betrachtet; hinzu kommt
weiter Rauschen aus dem evtl. Eingangsverstärker und den Verlusten des
Preselectors. Gut sichtbare Signale im Spektrumsdisplay der Software sind
allerdings erst lesbar, wenn sie mit einer Wiedergabe-Bandbreite verbunden
werden, in der ihr Signal/Rausch-Verhältnis für das Ohr aktzeptabel wird.
Die dem Auge dargestellte Empfindlichkeit kann dem Ohr nicht immer
reichen, speziell in SSB. Programme wie PSKxx können dabei sogar Inhalte
demodulieren, die sich um den Rauschpegel herum bewegen. 
Unabhängig vom Wandlungswirkungsgrad ist natürlich die im Folgenden
angerissene Fehler-Problematik durch Streungen der Schaltzeiten und ihre
Auswirkung auf phasenkritische Werte, die bei der I-Q-Demodulation ins
Gewicht fallen. Die Fehlerkorrektur durch Software hat zwar in den letzten
Jahren erhebliche Fortschritte gemacht, hat jedoch ihre Grenzen und
liefert bei guter Hardware bessere Ergebnisse. Für den Sendefall ist eine
möglichst geringe Fehlerbreite besonders vorteilhaft; oft beschränkt man
sich hier auf eine beherrschbare feste Ablage zur Mittelfrequenz (10 kHz)
mit dafür optimierter Seitenbandunterdrückung.
Home
Interceptpunkte
ähneln sich wie gefangene Fische in der Erinnerung der Angler: Mit der
Zeit wachsen und wachsen sie. Da IP-Werte lineare Extrapolationen sind,
muss man bei der Methodik hohe Anforderungen an den Gerätepark stellen,
insbesonders, ob eine rein lineare Extrapolation überhaupt zulässig ist
und welche Unsicherheit sie bietet. Ablesen ist nicht Messen...
Besondere Vorsicht ist in teilweise oder vollständig digitalisierten
System angebracht. Diese Systeme werden nämlich bei geringster
Übersteuerung schlagartig so unlinear, so dass sie ab diesem Punkt das
gesamte Prinzip lahmlegen ('rien ne va plus', man übersteuere mal seine
SDR-Soundkarte). Oft beobachtet man z.B. AM-Durchschlag, weil der
Summenpegel abends auf 40 m oft diesen Bereich überschreitet. Auch
differentielle Nichtlinearitäten von Wandlerkennlinien können schon bei
kleinen und kleinsten Amplituden zu hohen Verzerrungen führen, die man bei
amplitudenkontinuierlichen Systemen (klassische Analogtechnik) erst gegen
Ende des Aussteuerbereiches erwartet. 
Schon geringe Änderungen in Pegeln, Abständen der zu messenden Träger und
der Abtastraten führen zu völlig unterschiedlichen Ergebnissen, wie die
beiden Bilder aus ein- und demselben Messaufbau (mit PowerSDR) hier
zeigen. Von den propagierten Messwerten >+30 dBm ist man hier weit
entfernt. Insofern sind Angaben zu einem IP3 in digitalen Systemen im
Vergleich praktisch wertlos, da nicht reproduzierbar.
Leif, SM5BSZ, erklärt an Hand von Messungen auf seiner Homepage die
Problematik umfassend. (Stromlauf eines Prüfgenerators zur analogen
HF-IP3-Messung siehe z.B. unten; er liefert in digitalen Systemen bei
hohen Pegeln ebenso keine brauchbaren Erkenntnisse).
IM3-Messungen mit NF an Soundkarten selbst reichen
oft. Die Linearität der Wandler und Verstärker/Abschwächer-Hardware ist
zusätzlich zur Auflösung (16 oder 24 bit) Quelle von zusätzlichen
Verzerrungen, besonders bei hohen Raten. Die
on-board-Intel-ALC8000-Kombination liefert hier einen IP3 von +25 dBm
(gemessen mit 2 NF-Tongeneratoren bei 11 und 13 kHz; auf 9 und 15 kHz
erscheinen die IM3-Produkte), während eine EMU0202 bis zur Aussteuergrenze
keine IM3-Erscheinungen zeigte. Sofern möglich, sollte man bei dieser
Messung im Vergeleich die Verstärker des Mischerabschlusses sowohl mit
einbeziehen als auch ohne sie messen. 16-Bit-Karten konnten bisher nicht
gemessen werden.
Zurück zur obigen Schaltung (FST3125) des Verfassers: An P1...P4 wird ein
DC-Empfänger, z.B. der Rx-2c von DL7IY angeschlossen. Der Komparator oder
ein anderer Schmitt-Trigger ist nur bei sehr tiefen Schaltfrequenzen (<
1MHz) erforderlich, sonst kann ab etwa 10 MHz das GAL direkt mit etwa 3
dBm getaktet werden. Der schnelle Komparator TLV3501 (Sander) arbeitet
auch über 160 MHz bei sorgfältiger Ansteuerung. Die Schaltung entspricht
der Applikation des Herstellers Texas, allerdings ist der
10-kOhm-Widerstand für Frequenzen über etwa 10 Mhz zu groß
(Streukapazität); die Hysterese wäre über ein niederohmigeres
Dämpfungsglied frequenzunabhängiger.
Die Anpassung des Eingangswiderstandes an 50 Ohm ist bei einer darauf
ausgelegten Funktion des Preselectors auch nicht mehr gegeben (zu hohe
parasitäre Schalterkapazität und reeller Anteil bei nur ca. 25 Ohm). Ein
intermodulationsfester Impedanzwandler würde auch die Störstrahlung
senken. Die Sampling-Cs C8...C11 sind HF-mäßig als 'Kondensatoren'
auszuführen (also Chips, nicht mit ellenlangen Anschlussdrähten als
Induktivität in Wickelkondensator-Form). Ein Aussuchen auf <5 % ist
hilfreich, der Rest der Toleranz wird meist von den Automatiken der
SDR-Programme ausgeglichen. Als Ausgangsverstärker eignet sich z.B. der
AD797 mit 0,9 nV/Hz^^1/2, der auch im SO8-Gehäuse verfügbar ist. Auch
lasergetrimmte Doppelverstärker wie der INA2137 vereinfachen das Halten
der Symmetrieanforderungen im Ausgang
Nachteil dieser (dirty-) und anderer (Polyakov-Mischer-) Schaltungen
ist deren
Störstrahlung
wegen der schlechten Trennung zur Antenne hin, so dass man sie nur kurz
bei Experimenten einsetzen sollte. Die crux jedes Direktmischers ist die
Tatsache, dass der LO auf der Eingangsfrequenz über den (darauf optimal
abgestimmten) Preselector in die Antenne gerät (mit entsprechenden Folgen
ganz wie früher, Stichwort 'Audion-Versuchserlaubnis'). Man beachte, dass
dieses Prinzip bidirektional wirkt; ein DC-Offset aus den OP-Amp-Eingängen
führt logischerweise rückwärts zur Erzeugung von HF und deren Abgabe an
die Antenne. Abenteuerliche Behauptungen gehen davon aus, dass es gar
keinen Störstrahlung geben könne, weil ja mit der vierfachen Frequenz
geschaltet werde und diese vom Preselektor unterdrückt werde. Andere
Theorien machen andererseits die eigene Störstrahlung dafür
verantwortlich, dass es die typische Brummstörstelle in der Mitte des
angezeigten Spektrums gebe, weil die eigene abgestrahlte Störleistung von
Netzgleichrichtern moduliert mit 50 resp. 100 Hz auf diesem Wege in den
Empfänger zurückkomme. Abseits jeder Diskussion: Für den Stationsbetrieb
ist also ein Trennverstärker unverzichtbar, bei diesem ist allerdings zu
beachten, dass er rückwärts möglichst wenig Gain macht (kleines s12) und
sein Vorwärts-Gain s21 den Gesamt-IP3 um diesen Betrag senkt. Jede
Störstrahlung ist zu vermeiden; das forderte schon in alten Zeiten das
Fernmeldeanlagengesetz... Das gilt auch für die diversen Bausätze zum
Empfang von DRM-Stationen, wo dann 12 kHz neben der Spektrumskante der
Mischerträger von der Antenne abgestrahlt wird. M0WWA stellt demnächst
einen Preselector nach der Idee von DL7AV vor, der - obwohl nicht als
aktiv bezeichnet - dieses Problem zum Thema hat und der diese
Störstrahlung zur Antenne hin unterdrücken soll (ob die Träger- oder die
vierfache Frequenz gemeint war, ist zu kären). Auf die Lösung dieser
Aufgabe im KW-Bereich, die man im VHF/UHF-Bereich gern Zirkulatoren
überträgt, darf man folglich gespannt sein.
Transformatorische Lösungen können bei der Störunterdrückung helfen, haben
aber den Nachteil, dass sie meist nicht breitbandig sind.
Vermutlich ist diese Schaltungstechnik irgendwann mit dem Einsatz
schneller A/D-Wandler als Direkteingang eines Empfängers dem sang- und
klanglosen Untergang geweiht und wird nur als Billigkonzept überleben.
Ein Frontend nach den Regeln der Kunst, auch für den Sendebetrieb,
findet sich weiter unten.
Dilatation des I/Q-Phasenwinkels
Ein anderes vernachlässigtes Phänomen sind die endlichen Schaltzeiten der
Kanäle im Schalter (bei höheren Frequenzen als 10 MHz bemerkbar). Die
Summe von Ein- und Ausschaltzeit eines Kanales muss deutlich unter der
Zeit liegen, die eine Viertelperiode der höchsten beabsichtigten
Schaltfrequenz einnimmt (Dioden sind halt viel schneller...). In diesen
Zeiten des Überganges ist der Schalter nicht definiert ein oder aus und
der Kanalwiderstand wesentlich höher, wodurch Amplitudenfehler enstehen.
Sind Ein- und Ausschaltzeit ungleich, verlagert sich der Abtastzeitpunkt
scheinbar mit, was zu Phasenfehlern des Abtastergebnisses führt. Hans,
DJ4AZ wies im Internet auch auf die Problematik der Schaltzeiten der
chipinternen Decodier-Logik hin, die den Fehler weiter vergrößern.
Natürlich sind die Flankensteilheiten der Steuersignale zusätzlich mit
einzubeziehen, so dass eine weitere Verlagerung des Umschaltzeitpunktes
eintritt. Unter diesen Aspekten erscheinen veröffentlichte Schaltungen, in
denen ein HC4066-Typ mit typischen Schaltzeiten im Bereich von 23 ns (10
on, 13 off) bei 50 MHz betrieben wird (Dauer der Viertelperiode 5 ns im
6-m-Band bei 50 MHz) mehr als kritikwürdig. Beim FST3253 beträgt die Summe
der Schaltzeiten rund 11 ns, so dass er im 20-m-Band (Viertelperiodendauer
ca 16 ns) gerade noch verwendbar ist. Die Schaltzeiten ein/aus sind
ziemlich ähnlich, so dass sich deren frequenzabhängiger Phasenfehler in
Grenzen hält, die Schaltzeitfehler durch die Decoderlogik lassen ihn bei
40 m noch geeignet erscheinen, wenn die Empfangssoftware den Fehler
packen kann.
Ein im September 08 in gleicher Schaltung getesteter MAX4614 ist -
vermutlich wegen etwas besserer Schaltzeiten - etwa 3 dB besser. Beide
Typen fallen aber zwischen 20 und 30 MHz Eingangsfrequenz um 3 dB aus den
o.a. Gründen ab. In letzter Konsequenz bleibt nur der Einsatz von
herkömmlichen Schottky-Mixern oder integrierten Schaltungen wie dem AD831
erfolgreich, wenn man über 10 MHz vernünftige und reproduzierbare
Verhältnisse erwartet, wenn die mühsam erzeugte exakte 90°-Verschiebung
eines I-Q-DDS nicht die Verfütterung von Perlen an Borstentiere bedeuten
soll (müsste sowieso in Brüssel agrartechnisch genehmigt werden)...
Mangels geeigneter Modelle der in den
Schalter-ICs verwendeten FETS ist die Simulation in gängigen Programmen
nicht zuverlässig. Das frei verfügbare LTSpice4 verfügt über generische
digitale Schaltkreise, die es gestatten, den digitalen Teil analoger
Schaltungen zu ergänzen. Das Bild hier zeigt eine solche Schaltung der
üblichen Kette aus 2 D-FFs, von einem Sinus-Generator über einen
Schmitt-Trigger angesteuert, mit diesen Spice-Elementen. Mit den
Ausgangssignalen der Gatter ließen sich über spannungsgesteuerte
Spannungsquellen geeignet modellierte FETS zu einem IQ-Mixer
zusammenschalten. Spice kennt hier nur ideale verzögerungsfreie
Bauelemente, so dass die Fehler durch Schaltzeiten noch irgendwo in den
Modellen eingearbeitet werden müssten.
Der (unvollständige) Vergleich der Erfahrungswerte einiger gängiger
alter und neuer Mixer der mittleren Kategorien, die in nennenswertem
Umfang in Betrieb sind, nach groben Eckwerten zeigt nur auf, dass für
Werte über dem Durchschnitt nach wie vor der Stromverbrauch (inkl. der
Aufbereitung) immer noch erheblich ist. Die Ansteuerelektronik der
High-Pegel-Mischer ist aufwendig und entfällt bei Typen wie dem AD831,
der bis 100 MHz LO mit -10 dBm auskommt.
|
Typ |
Modell |
IP3 [dBm] |
Stromaufnahme [mA] |
Gain [dB] |
f_max [MHz] |
ca.-Preis [EUR] |
Bemerkungen |
|
Diodenring |
RAY-3 |
+33 |
250 |
-6 |
500 |
35.- |
aufwendige Ansteuerung, da 200 mW LO-Leistung benötigt |
|
Gilbert |
AD831 |
+24 |
100 |
0 |
200 |
20.- |
LO nur -10 dBm |
|
Gilbert |
SL6440 |
+20 |
70 |
n/a |
100 |
n/a |
nicht mehr verfügbar |
|
Gilbert |
NE/SA 612 |
-10 |
10 |
14 |
500 |
3.- |
|
|
Schalter |
FST3125+Teiler |
20 |
60 mit GAL |
0 |
+20 |
12.- |
incl. Teiler/4 im GAL |
Die Entwicklungen des H-Mode-Mixers durch PA3AKE brachten dann den entscheidenden Durchbruch in Bezug auf Intercept-Werte >40 dBm.
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